MOS管参数详解及驱动电阻选择样稿

MOS管参数解释

MOS管介绍

在使用MOS管设计开关电源或马达驱动电路时候，通常全部要考虑MOS导通电阻，最大

电压等，最大电流等原因。

MOSFET管是FET一个，能够被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，通

常关键应用为增强型NMOS管和增强型PMOS管，所以通常提到就是这两种。

这两种增强型MOS管，比较常见是NMOS。原因是导通电阻小且轻易制造。所以开关电源和马达驱动应用中，通常全部用NMOS。

在MOS管内部，漏极和源极之间会寄生一个二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载(如马达)，这个二极管很关键，而且只在单个MOS管中存在此二极管，在集成电路芯片内部通常是没有。

MOS管三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要，而是因为制造工艺产生。寄生电容存在使得在设计或选择驱动电路时候要麻烦部分，但没有措施避免。

MOS管导通特征

导通意思是作为开关，相当于开关闭合。

NMOS特征，Vgs大于一定值就会导通，适适用于源极接地时情况(低端驱动)，只要栅极电压达成一定电压（如4V或10V,其它电压，看手册）就能够了。

即使PMOS能够很方便地用作高端驱动，但因为导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，
PMOS特征，Vgs小于一定值就会导通，适适用于源极接VCC时情况(高端驱动)。不过，

MOS开关管损失在高端驱动中，通常还是使用NMOS。

不管是NMOS还是PMOS，导通后全部有导通电阻存在，所以在DS间流过电流同时，两端还会有电压，这么电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗能量叫做导通损耗。选择导通电阻小MOS管会减小导通损耗。现在小功率MOS管导通电阻通常在几毫欧，几十毫欧左右
MOS在导通和截止时候，一定不是在瞬间完成。MOS两端电压有一个下降过程，流过电流有一个上升过程，在这段时间内，MOS管损失是电压和电流乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，导通瞬间电压和电流乘积很大，造成损失也

就很大。降低开关时间，能够减小每次导通时损失；降低开关频率，能够减小单位时间内开 关次数。这两种措施全部能够减小开关损失。

MOS管驱动
MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定值，就能够了。不过，我们还需要速度。在MOS管结构中能够看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管驱动，实际上就是对电容充放电。对电容充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间能够把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意是可提供瞬间短路电流大小。普遍用于高端驱动NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动MOS管导通时源极电压和漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比VCC大(4V或10V其它电压，看手册)。假如在同一个系统里，要得到比VCC大电压，就要专门升压电路了。很多马达驱动器全部集成了电荷泵，要注意是应该选择适宜外接电容，以得到足够短路电流去驱动MOS管。

Mosfet参数含义说明
Features:

Rds(on)：DS导通电阻.当Vgs=10V时，MOSDS之间电阻Id： 最大DS电流.会随温度升高而降低Vds： DS击穿电压.当Vgs=0V时，MOSDS所能承受最大电压

Vgs: 最大GS电压.通常为：-20V~+20V
Idm: 最大脉冲DS电流.会随温度升高而降低，表现一个抗冲击能力，跟脉冲时间也相关系
Pd: 最大耗散功率
Tj: 最大工作结温，通常为150度和175度
Tstg: 最大存放温度
Iar: 雪崩电流

Idss: 饱和DS电流，uA级电流
Igss: GS 驱动电流，nA级电流.

gfs: 跨导
Qg: G 总充电电量
Qgs: GS 充电电量
Qgd: GD 充电电量
Td(on): 导通延迟时间，从有输入电压上升到10%开始到Vds下降到其幅值90%时间Tr: 上升时间，输出电压VDS从90%下降到其幅值10%时间
Td(off):关断延迟时间，输入电压下降到90%开始到VDS上升到其关断电压时10%时间Tf: 下降时间，输出电压VDS从10%上升到其幅值90%时间(参考图4)。Ciss: 输入电容，Ciss=Cgd+ Cgs.

Coss: 输出电容，Coss=Cds+Cgd.

Crss: 反向传输电容，Crss=Cgc.

MOSFET栅极驱动优化设计

1概述

MOS 管驱动对其工作效果起着决定性作用。设计师既要考虑降低开关损耗，又要求驱动波形很好即振荡小、过冲小、EMI小。这两方面往往是相互矛盾，需要寻求一个平衡点，即驱动电路优化设计。驱动电路优化设计包含两部分内容：一是最优驱动电流、电压波形；二是最优驱动电压、电流大小。在进行驱动电路优化设计之前，必需先清楚MOS管模型、MOS管开关过程、MOS管栅极电荷和MOS管输入输出电容、跨接电容、等效电容等参数对驱动影 响。

2MOS 管模型
（3）C2+C4代表从栅极到源极P区间电容。C2是电介质电容，共值是固定。而C4是由
源极到漏极耗尽区大小决定，并随栅极电压大小而改变。当栅极电压从0升到开启电压UGS
（th）时，C4使整个栅源电容增加10%～15%。

当漏极电压改变极性时，（4）C3+C5是由一个固定大小电介质电容和一个可变电容组成，
其可变电容值变得相当大。

（5）C6是随漏极电压变换漏源电容。

MOS管输入电容（Ciss）、跨接电容（Crss）、输出电容（Coss）和栅源电容、栅漏电容、

漏源电容间关系以下：

开关管开关模式电路图2所表示，二极管可是外接或MOS管固有。开关管在开通时二极
3MOS 管开经过程

和电感电流相等；在阶段2开关导通，开关电流上升，同时二极管电流下降。开关电流上升管电压、电流波形图3所表示。在图3阶段1开关管关断，开关电流为零，此时二极管电流

斜率和二极管电流下降斜率绝对值相同，符号相反；在阶段3开关电流继续上升，二极管电

流继续下降，而且二极管电流符号改变，由正转到负；在阶段4，二极管从负反向最大电流IRRM

开始减小，它们斜率绝对值相等；在阶段5开关管完全开通，二极管反向恢复完成，开关管

电流等于电感电流。

图4是存放电荷高或低两种二极管电流、电压波形。从图中能够看出存放电荷少时，反向电压斜率大，而且会产生有害振动。而前置电流低则存放电荷少，即在空载或轻载时是最
坏条件。所以进行优化驱动电路设计时应着重考虑前置电流低情况，即空载或轻载情况，应
使这时二极管产生振动在可接收范围内。

4栅极电荷QG和驱动效果关系

栅极电荷QG是使栅极电压从0升到10V所需栅极电荷，它能够表示为驱动电流值和开通

时间之积或栅极电容值和栅极电压之积。现在大部分MOS管栅极电荷QG值从几十纳库仑到一、

两百纳库仑。

栅极电荷QG包含了两个部分：栅极到源极电荷QGS；栅极到漏极电荷QGD—即“Miller”

电荷。QGS是使栅极电压从0升到门限值（约3V）所需电荷；QGD是漏极电压下降时克服

“Miller”效应所需电荷，这存在于UGS曲线比较平坦第二段（图5所表示），此时栅极电

压不变、栅极电荷积聚而漏极电压急聚下降，也就是在这时候需要驱动尖峰电流，这由

芯睡内部完成或外接电阻完成。实际QG还能够略大，以减小等效RON，不过太大也无益，所

以10V到12V驱动电压是比较合理。这还包含一个关键事实：需要一个高尖峰电流以减小MOS

管损耗和转换时间。

关键是对于IC来说，MOS管平均电容负荷并不是MOS管输入电容Ciss,而是等效输入电容

Ceff(Ceff=QG/UGS)，即整个0<UGS<UGS(th)等效电容，而Ciss只是UGS=0时等效电容。

漏极电流在QG波形QGD阶段出现，该段漏极电压仍然很高，MOS管损耗该段最大，并随UDS

减小而减小。QGD大部分用来减小UDS从关断电压到UGS(th)产生“Miller”效应。QG波形第三

段等效负载电容是：

压下降速度几倍，这将造成功率损耗增加。为了处理问题能够增加栅极驱动电流，但增加栅极驱动上升斜率又将带来过冲、振荡、EMI等问题。优化栅极驱动设计，正是在相互矛盾要求中寻求一个平衡点，而这个平衡点就是开关导通时漏极电流上升速度和漏极电压下降速度相等这么一个波形，理想驱动波形图6所表示。

图6UGS波形包含了这么几部分：UGS第一段是快速上升到门限电压；UGS第二段是比较缓上升速度以减慢漏极电流上升速度，但此时UGS也必需满足所需漏极电流值；UGS第四段快速上升使漏极电压快速下降；UGS第五段是充电到最终值。当然，要得到完全一样驱动波形是很困难，不过能够得到一个大约驱动电流波形，其上升时间等于理想漏极电压下降时间或漏极电流上升时间，而且含有足够尖峰值来充电开关期间较大等效电容。该栅极尖峰电流IP计 算是：电荷必需完全满足开关时期寄生电容所需。

UG(th))

6应用实例 在笔者设计48V50A电路中采取双晶体管正激式变换电路，其开关管采取IXFH24N50，其

参数为：

依据如前所述，驱动电压、电流理想波形不应该是一条直线，而应该是图6所表示波形。

试验波形见图7。

本文具体介绍了MOS管电路模型、开关过程、输入输出电容、等效电容、电荷存放等对

MOS管驱动波形影响，及依据这些参数对驱动波形影响进行驱动波形优化设计实例，取得了

很好实际效果。

影响MOSFET开关速度除了其本身固有Tr,Tf外,还有一个关键参数:Qg(栅极总静电荷容量).该

参数和栅极驱动电路输出内阻共同组成了一个时间参数,影响着MOSFET性能(你主板MOSFET栅

极驱动电路就集成在IRU3055这块PWM控制芯片内);r6 @0 k" S/ l3 }4 u, r/ W

厂家给出Tr,Tf值,是在栅极驱动内阻小到能够忽略情况下测出,实际应用中就不一样了,尤其是

栅极驱动集成在PWM芯片中电路,从PWM到MOSFET栅极布线宽度,长度,全部会深刻影响MOSFET

性能.假如PWM输出内阻原来就不低,加上MOS管Qg又大,那么不管其Tr,Tf怎样优异,全部可能

会大大增加上升和下降时间

偶认为,BUCK同时变换器中,高侧MOS管Qg比RDS等其它参数更关键,另外,栅极驱动内阻和Qg

配合也很关键,一定程度上就是由它充电时间决定高侧MOSFET开关速度和损耗..

看从哪个角度出发。电荷泻放慢，说明时间常数大。时间常数是Ciss和Rgs乘积。栅源极绝缘电阻大，说明

制造工艺控制很好，材料、芯片和管壳封装表面杂质少，漏电少。时间常数大，栅源极等效输入电容也大。栅

源极等效输入电容，和管芯尺寸成正比并和管芯设计相关。通常，管芯尺寸大，Ron(导通电阻)小、跨导（增

益）大。栅源极等效电容大，会增加开关时间、降低开关性能、降低工作速度、增加功率损耗。Ciss和电荷注

入率成正比，可能还和外加电压相关并含有非线性等。以上，均是在相同条件下对比。从应用角度出发，相同

价格，多数设计期望选择3个等效电容（包含Ciss）小器件。Ciss=Cgd+Cgs，充放电时间上也有前后，先是

Cgs充满，然后是Cgd.。