高频电路实验指导书

实验一 高频小信号调谐放大器实验

一． 实验目的及预习要求 1． 了解频谱仪的使用方法。

2．了解和掌握典型高频谐振放大器的构成。

3．了解和掌握谐振放大器幅频特性曲线（谐振曲线）的绘制及通频带BW的测量。

4．研究谐振回路的并联电阻R对通频带及选择性的影响。

5. 了解和掌握利用频谱仪观察谐振放大器的谐振曲线及测量通频带BW。 6．掌握放大器的动态范围及其测试方法。 二、实验预习要求

1.复习谐振回路的工作原理

2.掌握高频小信号调谐放大器静态工作点的选择原则

3.了解谐振放大器的电压放大倍数、动态范围、通频带及选择性相互之间关系。

4.通过仿真实验了解参数变化对放大器性能的影响（通频带，增益，） 仿真要求：

1、Multisim10中按图1-1构建电路 2、改变射极电阻，测试放大器增益

3、改变集电极电阻，测试放大器增益和通频带

4、改变谐振回路电容或电感大小，测量通频带及谐振放大倍数 三、实验内容

1、 测量及调整单调谐、双调谐小信号放大器的静态工作点 2、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的增益 3、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的通频带 4、 测量单调谐、双调谐小信号放大器的选择性 5、测量单调谐、双调谐小信号放大器动态特性 四、实验原理

高频小信号放大器的作用就是放大无线电设备中的高频小信号，以便作进

1

一步变换或处理。所谓“小信号”，主要是强调放大器应工作在线性范围。高频小信号放大器的基本构成相同，都包括有源器件（晶体管、集成放大器等）和负载电路，但有源器件的性能及负载电路的形式有很大差异。高频小信号放大器的基本类型是以各种选频网络作负载的频带放大器，在某些场合，也采用无选频作用的负载电路，构成宽带放大器。

单调谐实验单元电路如图1-1所示。该电路由晶体管V7001、选频回路二部分组成。它不仅对高频小信号进行放大，而且还有一定的选频作用。本实验中输入信号的频率fS＝10.7MHz。基极偏置电阻R7001、R7002和射极电阻Re决定晶体管的静态工作点。实验中通过改变射极电阻改变射极静态电流。

CT2002C7005J7001+12V L7002C700210K470C7004M7002P7002R7001 GND

P7001C70012KV7001RcJ7003J7002

C7003

R7002ReGND图：1-1 单调谐小信号放大电路

表征高频小信号调谐放大器的主要性能指标有谐振频率f0，谐振电压放大倍数Av0，放大器的通频带BW及选择性（通常用矩形系数Kr0.1来表示）等。

放大器在高频情况下的等效电路如图1-2所示，晶体管的4个y参数yie，yoe，

yfe及yre分别为

2K5101KRL2

输入导纳 （1-1）

输出导纳 yoe（1-2）

yie1rb'bgb'ejwcb'egb'ejwcb'e

1rb'bgb'ejwcb'egmrb'bjwcb'ejwcb'e

正向传输导纳 yfe（1-3）

反向传输导纳 （1-4）

1rb'bgm

gb'ejwcb'eyrejwcb'e1rb'bgb'ejwcb'e

图1-2 放大器的高频等效回路

式中，gm——晶体管的跨导，与发射极电流的关系为

gm（1-5）

IEmAS26

gb/e——发射结电导，与晶体管的电流放大系数β及IE有关， 其关系为

gb'eIEmAS1 （1-6） rb'e263

rb/b——基极体电阻，一般为几十欧姆； Cb/c——集电极电容，一般为几皮法；

Cb/e——发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

由此可见，晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作电流IE，电流放大系数有关外，还与工作频率有关。晶体管手册中给出的分布参数一般是在测试条件一定的情况下测得的。如在fo30MHz，IE=2mA，UCE=8V条件下测得3DG6C的y参数为：

gie112mS Cie12pF goe250mS rieroeCoe4pF yfe40mS yre350uS

如果工作条件发生变化，上述参数则有所变动。因此，高频电路的设计计算一般采用工程估算的方法。

图1-2中所示的等效电路中，p1为晶体管的集电极接入系数，即

P1N1/N2

（1-7）

式中，N2为电感L线圈的总匝数。

p2为输出变压器T的副边与原边的匝数比，即

P2N3/N2

（1-8）

式中，N3为副边（次级）的总匝数。

gL为调谐放大器输出负载的电导，gL1RL。通常小信号调谐放大器的下一级仍为晶体管调谐放大器，则gL将是下一级晶体管的输入导纳gie2。

由图1-2可见，并联谐振回路的总电导g的表达式为

4

222gp1goep2giejwc2p1goe1GjwL （1-9）

12p2gLjwcGjwL式中，G为LC回路本身的损耗电导。谐振时L和C的并联回路呈纯阻，其阻值等于1/G，并联谐振电抗为无限大，则jwC与1/（jwL）的影响可以忽略。

1、放大器各项性能指标及测量方法如下：

①谐振频率

放大器的调谐回路谐振时所对应的频率f0称为放大器的谐振频率，对于图1-1所示电路（也是以下各项指标所对应电路），f0的表达式为

f012LC （1-10）

式中，L为调谐回路电感线圈的电感量；

C为调谐回路的总电容，C的表达式为

22 CCPCP1oe2Cie （1-11）

式中， Coe为晶体管的输出电容；Cie为晶体管的输入电容；P1为初级线圈抽头系数；P2为次级线圈抽头系数。

谐振频率f0的测量方法是：

用扫频仪作为测量仪器，测出电路的幅频特性曲线，调变压器T的磁芯，使电压谐振曲线的峰值出现在规定的谐振频率点f0。

②电压放大倍数

放大器的谐振回路谐振时，所对应的电压放大倍数AV0称为调谐放大器的电压放大倍数。AV0的表达式为

AV0p1p2yfev0p1p2yfe 22vigp1goep2gieG式中，g为谐振回路谐振时的总电导。要注意的是yfe本身也是一个复数，

所以谐振时输出电压V0与输入电压Vi相位差不是180º而是为180º+Φfe。

AV0的测量方法是：在谐振回路已处于谐振状态时，用高频电压表测量图1-1

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中输出信号V0及输入信号Vi的大小，则电压放大倍数AV0由下式计算：

AV0 = V0 / Vi 或 AV0 = 20 lg (V0 /Vi) dB ③通频带

由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数AV下降到谐振电压放大倍数AV0的0.707倍时所对应的频率偏移称为放大器的通频带BW，其表达式为

BW = 2△f0.7 = f0/QL

式中，QL为谐振回路的有载品质因数。

分析表明，放大器的谐振电压放大倍数AV0与通频带BW的关系为

AV0BWyfe2C

上式说明，当晶体管选定即yfe确定，且回路总电容C为定值时，谐振电压放大倍数AV0与通频带BW的乘积为一常数。这与低频放大器中的增益带宽积为一常数的概念是相同的。

通频带BW的测量方法：是通过测量放大器的谐振曲线来求通频带。测量方法可以是扫频法，也可以是逐点法。逐点法的测量步骤是：先调谐放大器的谐振回路使其谐振，记下此时的谐振频率f0及电压放大倍数AV0然后改变高频信号发生器的频率（保持其输出电压VS不变），并测出对应的电压放大倍数AV0。由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的谐振曲线如图1-3所示。

可得： BWfHfL2f0.7

Av AV0

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0.7 BW 0.1 fL f0 fH 2△f0.1 图1-3 谐振曲线

通频带越宽放大器的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频宽，同时又能提高放大器的电压增益，除了选用yfe较大的晶体管外，还应尽量减小调谐回路的总电容量CΣ。如果放大器只用来放大来自接收天线的某一固定频率的微弱信号，则可减小通频带，尽量提高放大器的增益。

④选择性——矩形系数

调谐放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kv0.1时来表示，如图1-2所示的谐振曲线，矩形系数Kv0.1为电压放大倍数下降到0.1 AV0时对应的频率偏移与电压放大倍数下降到0.707 AV0时对应的频率偏移之比，即

Kv0.1 = 2△f0.1/ 2△f0.7 = 2△f0.1/BW

上式表明，矩形系数Kv0.1越小，谐振曲线的形状越接近矩形，选择性越好，反之亦然。一般单级调谐放大器的选择性较差（矩形系数Kv0.1远大于1），为提高放大器的选择性，通常采用多级单调谐回路的谐振放大器。可以通过测量调谐放大器的谐振曲线来求矩形系数Kv0.1。 2、电路参数设计 ①三极管选择原则

首先保证三极管截止频率fT比工作频率fo大（5—10）倍；其次由于是小信号放大器需要较好的噪声系数（NF），最后为了得到较高的增益又能保证足够的带宽，需要选择yfe较大的晶体管及尽量减小谐振回路的总电容，但从保证谐振曲线稳定性的观点来看，希望谐振回路总电容较大为宜，因此在设计中应选择合适的值。在满足上面两个条件情况下选择易于购买及便宜的型号。 ②静态工作点设置

由于放大器是工作在小信号放大状态，放大器工作电流ICQ一般选取0.8—2mA为宜，发射极电压为1~2V较合适。 ③计算谐振回路参数

由式（1-6）得 gb'e

IEmAS26

7

由式（1-5）得 gmIEmAS26

由式（1-1）～（1-4）得4个y参数 计算回路总电容C，由（1-10）得

C12f02L(需要电感大小)

22由（1-11）CCP1CoeP2Cie得

22CCP1CoeP2Cie

根据算出结果选取相近的标称值 ④确定耦合电容及高频滤波电容

高频电路中的耦合电容及电源滤波电容一般选取体积较小的瓷片电容，现取耦合电容C=0.01μF，旁路电容C=0.1μF，电源滤波电容C=0.1μF。 五、实验仪器

1.双踪示波器2.扫频仪3.频谱仪 4.高频信号发生器5.高频毫伏表6.万用表

7.TPE-TXDZ实验箱（实验区域：I区 单回路调谐放大器、双回路调谐放大器）

六、实验步骤及测试方法

（一）单调谐小信号放大器单元电路实验

1、根据电路原理图熟悉实验板电路，并在电路板上找出与原理图相对应的的各测试点及可调器件。

2、打开小信号调谐放大器的电源开关，并观察工作指示灯是否点亮，红灯为+12V电源指示灯。(以后实验步骤中不再强调打开实验模块电源开关步骤)

3、调整晶体管的静态工作点：

在不加输入信号时用万用表（直流电压测量档）测量VBQ， VEQ，使VEQ＝2V左右，记录此时的VBQ，并计算出此时的IEQ＝VEQ /R5（R5=1kΩ），填入下表：

表1.1

8

根据VCE判断 实 测 实测计算 V是否工作在放大区 VB VE IC VCE 是 否 原因 放大区应满足的条件：VBEQ即VBQ-VEQ≈0.6V~0.7V，VCEQ即VCQ-VEQ应大于1V且小于电源电压 4、搭建好测试电路。

5、通过调整中周使调谐放大器的谐振回路谐振在输入信号的频率点（10.7Mhz）上。调节方法：将示波器探头连接在调谐放大器的输出端上，调节示波器直到能观察到输出信号的波形，再调节中周磁芯使示波器上的信号幅度最大，此时放大器即被调谐到输入信号的频率点上。

6、测量电压增益Av0

在调谐放大器对输入信号已经谐振的情况下，用示波器探头在输入端和输出端分别观测输入和输出信号的幅度大小，则Av0即为输出信号与输入信号幅度之比。

7、测量放大器的频率特性

对放大器频率特性的测量有下面二种方式，

其一是用频率特性测试仪（即扫频仪）直接测量；其二则是用点频法来测量。本次实验中采用点频法来测试放大器的频率特性

点频法测量：即用高频信号源作扫频源，然后用示波器来测量各个频率信号的输出幅度，最终描绘出通频带特性，具体方法如下：

通过调节放大器输入信号的频率，使信号频率在谐振频率附近变化，并用示波器观测各频率点的输出信号的幅度，填入下表。

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表 1.2

f(MHz) VO 10.7 R=10KΩ R=2KΩ R=470Ω 计算fo=10.7MHz时的电压放大倍数及回路的通频带和Q值。

改变谐振回路电阻，即R分别为2KΩ、470Ω时，重复上述测试，并填入表1.2。比较通频带变化情况，并分析原因。 8、测放大器的动态范围（在谐振点）

（1）选R=10K。Re=1K。把高频信号发生器接到电路输入端，电路输出接示波器，选择正常放大区的输入电压Vi，调节频率f使其为10.7MHz,调节中周使回路谐振，使输出电压幅度为最大，此时调节VI由0.02变到0.8伏，逐点记录V0电压，并填入表1.2。Vi的各点测量值可根据（各自）实测情况来确定。 表1.3 .Vi(V) Re=1K V0(V) Re=500Ω Re=2K -30dbm -5dbm （2） 当Re分别为500Ω、2K时，重复上述过程，将结果填入表1.2。在同一坐标纸上作图。并进行比较和分析。

（二）双调谐小信号放大器单元电路实验（选作）

1、

实验线路见图1-4

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L2005

P2003+12VC2020L2002C2012CT2003C2017CT2004L2003C2022GNDR20113P*9P*C2005\"V200212P*C2019GNDTP2003P2004

CcR2012R2013C2011J200412J2006R2015P2005GND图1-4 双调谐回路谐振放大器原理图

2、用扫频仪调整双回路谐振曲线，观察双回路谐振曲线，选Cc=3pf，反复调整CT2003、CT2004使两回路谐振在10.7MHz。

3、测双回路放大器的频率特性按图1-5所示连接电路,将高频信号发生器输出端接至电路输入端，选Cc=3pf，置高频信号发生器频率为10.7MHz，反复调整CT2003 、CT2004使两回路谐振，使输出电压幅度为最大，此时的频率为中心频率，然后保持高频信号发生器输出电压不变，改变频率，由中心频率向两边逐点偏离，测得对应的输出频率f和电压值,并填入表1.4。

表1.4

f(MHz) C= 3pf V0 C= 9pf C=12pf 10.7 4、改变耦合电容Cc为9Pf、12Pf，重复上述测试，并填入表1.4。 七、实验报告要求

(1)画出电路的直流和交流等效电路，计算直流工作点，与实验实测结果比较。 (2) 整理实验数据，分析说明回路并联电阻R对Q值的影响。

(3) 整理实验数据；，画出回路并联电阻R为不同值时的幅频特性曲线,整理并分析原因。

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（4）放大器的动态范围是多少（放大倍数下降1dB的折弯点V0定义为放大器动态范围），讨论Ie对动态范围的影响。

（5）双调谐回路耦合电容C对幅频特性，通频带的影响。从实验结果分析单调谐回路和双调谐回路的优缺点。 （6）记录实验中的故障现象。

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实验二 高频丙类功率放大器

一. 实验目的

1． 通过实验，加深对于高频谐振功率放大器工作原理的理解。

2． 研究丙类高频谐振功率放大器的负载特性，观察三种状态的脉冲电流波

形。

3． 了解基极偏置电压、集电极电压、激励电压的变化对于工作状态的影响。 4． 掌握丙类高频谐振功率放大器的计算与设计方法。 二. 预习要求：

1． 复习高频谐振功率放大器的工作原理及特点。 2． 熟悉并分析图5所示的实验电路，了解电路特点。 仿真要求：

5、Multisim10中构建电路（仿真参考电路图见高电实验预习指南） 6、改变输入信号大小，观测集电极电流波形变化情况 7、改变负载大小，观测输出和测试集电极电流 8、试调整输出匹配电路，观测输出变换 9、试改变驱动级电路，完成仿真分析 三、实验内容

1、观察高频功率放大器丙类工作状态的现象，并分析其特点 2、测试丙类功放的调谐特性 3、测试丙类功放的负载特性

4、 观察激励信号变化、负载变化对工作状态的影响 四．实验原理

1.高频谐振功率放大器的工作原理

谐振功率放大器是以选频网络为负载的功率放大器，它是在无线电发送

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中最为重要、最为难调的单元电路之一。根据放大器电流导通角的范围可分为甲类、乙类、丙类等类型。丙类功率放大器导通角θ＜900，集电极效率可达80%，一般用作末级放大，以获得较大的功率和较高的效率。

图2-1丙类放大器原理图 图2-2 ic与ub关系图

图2-1中，Vbb为基极偏压，Vcc为集电极直流电源电压。为了得到丙类工作状态，Vbb应为负值，即基极处于反向偏置。ub 为基极激励电压。图2-2示出了晶体管的转移特性曲线，以便用折线法分析集电极电流与基极激励电压的关系。Vbz是晶体管发射结的起始电压（或称转折电压）。由图可知，只有在ub 的正半周，并且大于Vbb和Vbz绝对值之和时，才有集电极电流流通。即在一个周期内，集电极电流ic只在-θ～+θ时间内导通。由图可见，集电极电流是尖顶余弦脉冲，对其进行傅里叶级数分解可得到它的直流、基波和其它各次谐波分量的值，即：

ic=IC0+ IC1mCOSωt + IC2MCOS2ωt + „ + ICnMCOSnωt + „

通过滤波，选出所需要的基波分量。

求解方法在此不再叙述。为了获取较大功率和有较高效率，一般取θ=700～800左右。

2.基本关系式

丙类功率放大器的基极偏置电压VBE是利用发射极电流的直流分量IEO（≈ICO）在射极电阻上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号vi'为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的

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选频作用可输出基波谐振电压vc1,电流ic1。图3画出了丙类功率放大器的基极与集电极间的电流、电压波形关系。分析可得下列基本关系式：

Vc1mIc1mR0

式中，Vc1m为集电极输出的谐振电压及基波电压的振幅；Ic1m为集电极基波电流振幅；R0为集电极回路的谐振阻抗。

1121Vc21m PCVc1mIc1mIc1mR0222R0式中，PC为集电极输出功率 PDVCCICO

式中，PD为电源VCC供给的直流功率；ICO为集电极电流脉冲iC的直流分量。 放大器的效率为

1Vc1mIc1m2VCCICO

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图2-3 丙类功放的基极/集电极电流和电压波形

3.负载特性

当放大器的电源电压＋VCC，基极偏压vb，输入电压(或称激励电压)vsm确定后，如果电流导通角选定，则放大器的工作状态只取决于集电极回路的等效负载电阻Rq。谐振功率放大器的交流负载特性如图2-4所示。

由图可见，当交流负载线正好穿过静态特性转移点A时，管子的集电极电压正好等于管子的饱和压降VCES，集电极电流脉冲接近最大值Icm。

此时，集电极输出的功率PC和效率都较高，此时放大器处于临界工作状态。Rq所对应的值称为最佳负载电阻，用R0表示，即

(VCCVCES)2 R02P0当Rq﹤R0时，放大器处于欠压状态，如C点所示，集电极输出电流虽然较大，但集电极电压较小，因此输出功率和效率都较小。当Rq﹥R0时，放大器处于过压状态，如B点所示，集电极电压虽然比较大，但集电极电流波形有凹陷，

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因此输出功率较低，但效率较高。为了兼顾输出功率和效率的要求，谐振功率放大器通常选择在临界工作状态。判断放大器是否为临界工作状态的条件是：

VCCVcmVCES

图2-4 谐振功放的负载特性

COSVbzVbb Ubm4.高频功率放大器电路分析

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6-12V可调电源A3001P3003C3023CT3005J3004GNDM3003C3017P3004M3005C3014L3007C3018C3012L3006V3003L3006'C3013'C3013213R3014SW3002R3015R3016J3001213R30181L3009M3004L3008C3022J3002C3021C3019C3020P3005J300321323C3016RL300275RL30035139C3026R3012T3001CT3003CT3004RL30014GNDRL3004P3006GND 图2-5 高频丙类功放电路原理图

图2-5给出了高频谐振功率放大器的原理图。本实验电路提供了两种输

出方式，一种是变压器耦合输出方式，另一种为两节Π形滤波器网络。两种电路用J3001进行切换。变压器耦合输出方式，更适合于使用者对于高频谐振功率放大器原理的理解，可以完成负载特性，集电极调制特性等特性的实验。在Π形滤波器的输出端，通过J3002连接到天线回路，可以构成无线发射机。同时，功放的输出还连接到电缆连接器（Q9插座），之间提供了由R3014、R3015、R3016构成的Π形衰减器，其衰减值为60dB，使用者可根据需要，利用按键开关接通或短接衰减器。这样，就可以以有线传输的方式进行系统实验。

V3003是高频功率三极管，构成丙类谐振放大电路。R3012、C3016等元件构成了自给负偏置电路。RL3001～RL3003为负载电阻，在负载电阻和功放电路集电极之间采用变压器电路，以完成负载和集电极之间阻抗变换。利用滑动开关J3002可以方便地把不同的负载电阻分别接入电路中，以完成负载特性的实验。

功放输出级电路连接了+6～+12V可调电源，以完成集电极调制特性的实验。

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LED3001R3017GNDR3008C3004C3024L3004C3010SW3001+12V+15VD3001R3020LED3002GNDL3005C3015Rp3001GNDC3005L3002CT3001R3003GNDC3008CT3002C3011R30072C3025L3003GNDGND3GNDR3021R300512INU30012VoutD3002C3028C3029L30106-12VC3030C30311C3012M3002C3003M3001P3002R3004C3001C3002CT3000R3001C3006P3001R3002R3006R3009L3001V3001C3009C3007R3010V3002去功放输入GNDR30191GNDGNDGNDC3027Rp3002GNDGNDGND 图2-6 驱动电路与可调电源电路

从电路结构上可以看到，驱动级电路可认为由2级单调谐小信号放大器构成，其分析及设计方法与实验一相似。 5.高频功放电路的调谐与调整原则

理论分析表明，当谐振功率放大器集电极回路对于信号频率处于谐振状态时（此时集电极负载为纯电阻状态），集电极直流电流IC0为最小，回路电压UL最大，且同时发生。然而，由于晶体管在高频工作状态时，内部电容Cbc的反馈作用明显，上述IC0最小、回路电压UL最大的现象不会同时发生。因此，本实验电路，不单纯采用监视IC0的方法，而采用同时监视脉冲电流

iC的方法调谐电路。由理论分析可知，当谐振放大器工作在欠压状态时，iC是尖顶脉冲，工作在过压状态时，iC是凹顶脉冲，而当处于临界状态下工作时，iC是一平顶或微凹陷的脉冲。这也正是高频谐振功率放大器的设计原则，即在最佳负载条件下，使功率放大器工作于临界状态或微过压状态，以获取最大的输出功率和较大工作效率。 五、实验仪器

1.双踪示波器2.扫频仪3.频谱仪 4.高频信号发生器5.高频毫伏表6.万用表

7.TPE-TXDZ实验箱（实验区域：C区 高频丙类功率放大器） 六．实验步骤及测试方法

1、测试高频谐振功率放大器的激励特性：

1、参见图2-5，图2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为12V。

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测试各级晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是0V。

2、连接电路，将滑动开关J3001的滑块拨向下端，使J3001的1-3端相连，这样就使得功放的输出连接成变压器耦合输出方式。将滑动开关J3002的滑块拨向中间位置，使负载电阻RL3002(51Ω)接入电路。

3、将信号源的输出频率调整为40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为200mV，通过连接电缆，将信号输出到P3002(M3001)端（高频功放驱动级输入端）。 4、改变输入信号幅度，使Ubm由1Vpp开始，以1V为阶步进，观测50欧姆负载处输出信号， 将示波器探头（10：1）连接到M3004（丙类功放输出端）观测输出波形(Uo)，（若用频谱仪测量，必须断开负载电阻（51Ω））。 5、将实测数据填入表2-1中，并根据测试数据绘制出Ubm- Uo特性曲线。并根据测试数据结果作出高频功放电路的激励特性结论。实验过程中，必须连接负载，且不可使功放级集电极电流过大（超过30mA），以免使末级功放管过热损坏。

表 2-1 激励电压与输出电压实测数据 Ubm (VP-P） UO (VP-P） IC (mA) 1 2 3 4 5 6 测试条件：EC=12V，f0=40.7MHz

2、测试高频谐振功率放大器的负载特性：

1、参见图2-5，2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为12V。

测试各级晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是0V。

2、将信号源的输出频率调整为40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为200~300mV，连接电路，使J3001的1-3端相连，这样就使得功放的输出连接成变压器耦合输出方式。将滑动开关J3002的滑块拨向中间位

20

置， 使负载电阻51Ω接入电路。调整信号源输出幅度，使电路处于最佳状态（即临界或微过压状态），记录此时的输出幅值（用示波器测量），集电极电流，并记录。

表2-2 负载与输出电压实测数据

R（Ω） L51

3、集电极调制特性的测试：

1、参见图2-5，2-6，按下功放电路的电源开关，测量电源电压为12V。测试各级晶体管的工作点是否正常，注意：当没有信号输入时，功放管的基极电压是0V。

2、将信号源的输出频率调整为40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为200~300mV，连接电路，将功放管的输出连接变压器耦合输出方式。 使负载电阻51Ω接入电路。

3、调整信号源输出幅值，使功放电路调整至最佳状态，通过频谱仪观察。 4、调整可调电源的电位器，用万用表测试（黑表笔接地，红表笔接载C3017的上端），从6V变化至12V，测试输出电压幅值的变化，并记录在表2-3中。

表2-3 集电极调制特性实验记录表

Ucc UO (VP-P） 6 7 8 9 10 11 12 实测数据 ICO(A) VL(P-P)(V) VCC(V) PS(mW) 计算结果 PL(mW) η(%) 21

IC (mA)

4、Π形滤波器网络输出形式电路的实验（选做）：

1、将滑动开关J3001的滑块拨向上端，使J3001的1-2端相连，这样就使得功放的输出连接成Π形滤波器网络的输出形式。 2、将滑动开关J3003的滑块拨向下端，接通负载电阻（51Ω）。 3、可调电源调整为12V不变，将信号源的输出频率调整为40.7MHz，输出信号的峰峰值调整为200mV，通过连接电缆，将信号输出到P3002(M3001)端。

4、将示波器探头2（10：1）连接到M3004观测输出波形(Uo)。调整输入信号幅值，使功放电路的输出电压幅值大约在10Vpp左右。 5、将输入信号改为调幅信号，调制信频率为5KHz，调幅度≦30%，观察输出信号，若有失真，则需减小输入信号幅值。

6、将滑动开关J3003的滑块拨向上端，断开负载电阻（51Ω），将50Ω同轴电缆通过连接器连接到Q9座上，将电缆的另一端连接到功率计或频谱分析仪上，观察信号频谱和输出功率。

7、当进行有线传输实验时，应按下SW3002以接入60dB衰减。 8、对于调频信号的实验，在系统连接时再进行。

七．实验报告要求

1．据实验测量结果，计算各种情况下I0、P0、Pi、η。 2．说明电源电压、输出电压、输出功率的相互关系。

3.对实验参数和波形进行分析，说明输入激励电压、负载电阻对工作状态的影响

4．总结在功率放大器中对功率放大晶体管有哪些要求

5.若谐振放大器工作在过压状态，为了使其工作在临界状态，可以改变哪些

22

因素？

6.如何验证本电路工作于丙类？ 7．纪录实验故障现象

附：效率的计算与计算公式说明：

利用下面提供的公式和前述表中的测试结果计算三种负载条件下的效率，并将结果填入表中。

电源提供给功放级的总功率：PS=ICO×Vcc 负载上得到的功率： P2L=VOP-P／8RL功率放大级的总效率： η= PL／PS

23

实验三 LC正弦波振荡器

一、实验目的

1.熟悉电容三点式振荡器（考毕兹电路）、改进型电容三点式振荡器（克拉泼电路及西勒电路）的电路特点、结构及工作原理。 2.掌握振荡器静态工作点调整方法。

3.掌握晶体管（振荡管）工作状态、反馈大小对振荡幅度与波形的影响。 4.掌握改进型电容三点式正弦波振荡器的工作原理及振荡性能的测量方法。 5.掌握振荡回路Q值对频率稳定度的影响。

6.比较不同LC振荡器和晶体振荡器频率稳定度，加深振荡器频率稳定度的理解。 二、预习要求

1.复习LC振荡器的工作原理。

2.分析图3-7电路的工作原理，及各元件的作用，并按小信号调谐放大器模式设置晶体管静态工作点，计算电流IC的 (设晶体管的β值为100)。 仿真要求：

1.按图3-7构建仿真电路，实现各种结构的振荡器

2.以克拉泼电路振荡器为原型，改变振荡回路参数测量振荡器输出 3.改变反馈系数，观测振荡器输出 4.改变负载电阻，观测振荡器输出 5．试构建西勒电路，完成2-4内容。 三、实验内容：

1) 分析电路结构，正确连接电路，使电路分别构成三种不同的振荡电路。

2) 研究反馈大小及工作点对振荡器电路振荡频率、幅度及波形的影响。 3) 研究振荡回路Q值变化对频率稳定度的影响

4) 研究克拉泼电路中电容C1003-1、C 1003-2、C1003-3对振荡频率及幅度的影响。

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5) 研究西勒电路中电容C1004对振荡频率及幅度的影响。

四、实验原理 1.实验原理：

振荡器是一种在没有外来信号的作用下，能自动地将直流电源的能量转换为一定波形的交变振荡能量的装置。根据振荡器的特性，可将振荡器分为反馈式振荡器和负阻式振荡器两大类，LC振荡器属于反馈式振荡器。工作时它应满足两个条件：

i.

相位条件：反馈信号必须与输入信号同相，以保证电路是正反馈电路，即电路的总相移Σφ=φk+φF=n×3600。 ii.

振幅条件：反馈信号的振幅应大于或等于输入信号的振幅，即│ẢF│≥1，式中Ả为放大倍数，F 为反馈系数。

当振荡器接通电源后，电路中存在着各种电的扰动（如热噪声、晶体管电流的突变等），它们就是振荡器起振的初始激励。经过电路放大和正反馈的作用，它们的幅度会得到不断的加强。同时，由于电路中LC谐振回路的选频作用，只有等于其谐振频率的电压分量满足振荡条件，最终形成了单一频率的振荡信号。

正弦波振荡器是指振荡波形接近理想正弦波的振荡器，这是应用非常广泛的一类电路，产生正弦信号的振荡电路形式很多，但归纳起来，不外是RC、LC和晶体振荡器三种形式。在本实验中，我们研究的主要是LC三点式振荡器振荡器。LC三点式振荡器的基本电路如图（3-1）所示：

根据相位平衡条件，图中构成振荡电路的三个电抗中间，X1、X2必须为同性质的电抗，X3必须为异性质的电抗，且它们之间应满足下列关系式：

X3X1X2 （3-1）

这就是LC三点式振荡器相位平衡条件的判断准则。

若X1和X2均为容抗，

25

X3为感抗，则为电容三点式振荡电路；若X1和X2均为感抗，X3为容抗，则为电感三点式振荡器。

图3-1 三点式振荡器的交流等效电路

下面以电容三点式振荡器为例分析其原理。 ①电容三点式振荡器

共基电容三点式振荡器的基本电路如图4-2所示。图中C3为耦合电容。由图可见：与发射极连接的两个电抗元件为同性质的容抗元件C1和C2；与基极连接的为两个异性质的电抗元件C2和L，根据前面所述的判别准则，该电路满足相位条件。若要它产生正弦波，还须满足振幅，起振条件，即：

A0F1 (3-2)

式中AO为电路刚起振时，振荡管工作状态为小信号时的电压增益；F是反馈系数，只要求出AO和F值，便可知道电路有关参数与它的关系。为此，我们画出图4-2的简化，y参数等效电路如图4-3所示，其中设

yrb≈0 yob≈0，图中GO为振荡回路的损耗电导，GL为负载电导。

26

图3-2 共基组态的“考华兹”振荡器

图3-3 简化Y参数等效电路

由图可求出小信号电压增益AO和反馈系数F分别为

yfbV0 A0YVi FVZ2f V0Z1jx1式中： YGp Z21gib1jx211 jx3Z2jx1x11wC1x21wC2'

x3经运算整理得

wLGpG0GLyfbYC2'CiC2

 T0A0F-yfbZ2

Z2jx1MjN11x1NgibGpx1

x2x3x2x3x1x1式中： MGpgibGpgib,x2x3当忽略yfb的相移时，根据自激条件应有

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 N=0 及 T0yfbMN22yfbM1

(3-3)

由N=0，可求出起振时的振荡频率，即

x1110 gibGpx1x2x3x2x3则 X1X2X3gibGPX1X2X3 将X1X2X3的表示式代入上式，解出：

1f g2gibGp1' LCC1C2当晶体管参数的影响可以忽略时，可得到振荡频率近似为

fg12LC

(3-4)

'C1C2 式中： C是振荡回路的总电容。

C1C2'由式(3-3)求M，当gibwC2时

Z21gib1jx21 'gibjwC2则反馈系数可近似表示为：

 FVZ2fV0Z1jx11'jwC211'jwC1jwC2C1C ''C1C2C2(3-5)

x1x1则 MGpgibGpgib

x2x3x1x1C1C1C2'gibGp gib(1)Gp(1)'x3x2C1C2C1

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1FgibGp F

由式（3-3）可得到满足起振振幅条件的电路参数为：

YfbFgib1GpF (3-6)

此式给出了满足起振条件所需要的晶体管最小正向传输导纳值。式（3-6）也可以改写为

YfbF2gibGpYfbFgibGp2F1

A0不等式左端的 是共基电压增益，显然F增大时，固然可以

使T0增加，但F过大时，由于gib的影响将使增益降低，反而使T0减小，导致振荡器不易起振，若F取得较小，要保证T0＞1，则要求yfb很大，可见，反馈系数的取值有一合适的范围，一般取F=1/8～1/2。

②振荡管工作状态对振荡器性能的影响

对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数F已经确定的情况，静态工作点的位置对振荡器的起振以及稳定平衡状态（振幅大小，波形好坏）有着直接的影响，如图3-4中（a）和（b）所示。

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(a)工作点偏高 (b)工作点偏低

图3-4 振荡管工作态对性能的影响

图3-4（a）工作点偏高，振荡管工作范围易进入饱和区，输出阻抗的降低将会使振荡波形严重失真，严重时，甚至使振荡器停振。

图3-4（b）中工作点偏低，避免了晶体管工作范围进入饱和区，对于小功率振荡器，一般都取在靠近截止区，但是不能取得太低，否则不易起振。

一个实际的振荡电路，在F确定之后，其振幅的增加主要是靠提高振荡管的静态电流值。在实际中，我们将会看到输出幅度随着静态电流值的增加而增大。但是如静态电流取得太大，不仅会出现图3-4（a）所示的现象，而且由于晶体管的输入电阻变小同样会使振荡幅度变小。所以在实用中，静态电流值一般取ICO = 0.5mA～5mA。

为了使小功率振荡器的效率高，振幅稳定性好，一般都采用自给偏压电路，我们以图4-2所示的电容三点式振荡器电路为例，简述自偏压的产生。图中，固定偏压VB由R1和R2所组成的偏置电路来决定，在忽略IB对偏置电压影响的情况下，可以认为振荡管的偏置电压UBE是固定电压VB和Re上的直流电压降共同决定的，即

VBEVBVER2VCCIERER1R2

由于Re上的直流压降是由发射极电流IE建立的，而且随IE的变化而变化，故称自偏压。

在振荡器起振之前，直流自偏压取决于静态电流IEO和Re的乘积，即 VBEQVBIEQRe

一般振荡器工作点都选得很低，故起始自偏压也较小，这时起始偏压VBEQ为正偏置，因而易于起振，如图3-5（a）所示，图中Cb上的电压是在电源接通的瞬间VB对电容Cb充电在上建立的电压；Rb是R1与R2的并联值。

根据自激振荡原理，在起振之初，振幅迅速增大，当反馈电压Uf对基极为正半周时，基极上的瞬时偏压UBEUBEQUf变得更正， ic增大，于是电流通

30

过振荡管向Ce充电，如图3-5（b）所示。电流向Ce充电的时间常数τ充=RD·Ce，

(a)

图3－5 自给偏压形成

RD是振荡管BE结导通时的电阻，一般较小（几十到几百欧），所以τCe上的电压接近Uf的峰值。

当Uf负半周，偏置电压减小，甚至成为截止偏压，这时，Ce上的电荷将通过Re放电，放电的时间常数为τ

放

充

(b)

较小，

=Re·Ce，显然τ

放

>>τ

充

，在Vf的一周期内，

积累电荷比释放的多，所以随着起振过程的不断增强，即在Re上建立起紧跟振幅强度变化的自偏压，经若干周期后达到动态平衡，在Ce上建立了一个稳定的平均电压IEO·Re，这时振荡管BE之间的电压：

VBEDVBIEQRe

因为IEOIEQ，所以有UBEOUBEQ，可见振荡管BE间的偏压减小，振荡管的工作点向截止方向移动。这种自偏压的建立过程如图4-6所示。由图看出，起振之初，（0～t1之间），振幅较小，振荡管工作在甲类状态，自偏压变化不大，随着正反馈作用，振幅迅速增大，进入非线性工作状态，自偏压急剧增大，使UBE变为截止偏压。振荡管的非线性工作状态，反过来又了振幅的增大。可见，这种自偏压电路起振时，存在着振幅与偏压之间相互制约、互为因果的关系。在一般情况下，若ReCe的数值选得适当，自偏压就能适时地紧跟振幅的大小而变化。正是由于这两种作用相互依存、又相互制约的结果。如图4-6所示，在某一时刻t2达到平衡。这种平衡状态，对于自偏压来说，意味着在反馈电压的作用下，Ce在一周期内其充电与放电的电量相等。因此，b、e两端的偏压UBE保持不变，

31

稳定在UBEZ。对于振幅来说，也意味着在此偏压的作用下，振幅平衡条件正好满足输出振幅为UFE的等幅正弦波。

图3-6 起振时直流偏压的建立过程

③振荡器的频率稳定度

频率稳定度是振荡器的一项十分重要的技术指标，这表示在一定的时间范围内或一定的温度、湿度、电源、电压等变化范围内振荡频率的相对变化程度、振荡频率的相对变化量越小，则表明振荡器的频率稳定度越高。

改善振荡频率稳定度，从根本上来说就是力求减小振荡频率受温度、负载、电源等外界因素影响的程度，振荡回路是决定振荡频率的主要部件。因此改善振荡频率稳定度的最重要措施是提高振荡回路在外界因素变化时保持频率不变的能力，这就是所谓的提高振荡回路的标准性。

提高振荡回路标准性除了采用稳定性好和高Q的回路电容和电感外，还可以采用与正温度系数电感作相反变化的具有负温度系数的电容，以实现温度补偿作用，或采用部分接入的方法以减小不稳定的晶体管极间电容和分布电容对振荡频率的影响。

石英晶体具有十分稳定的物理和化学特性，在谐振频率附近，晶体的等效参

32

量Lq很大，Cq很小，Rq也不大，因此晶体Q值可达百万数量级，所以晶体振荡器的频率稳定度比LC振荡器高很多。 ④电路特点：

图3-7为实验电路，V1001及周边元件构成了电容反馈振荡电路及石英晶体振荡电路。V1002构成射极输出器。S1001、S1002、S1003、J1001分别连接在不同位置时，就可分别构成考毕兹、克拉泼和西勒三种不同的LC振荡器以及石英晶体振荡器。

图3-7：LC振荡器原理图 ⑤思路提示：

图3-8给出了几种振荡电路的交流等效电路图。

图4-8(a)是考毕兹电路，是电容三点式振荡电路的基本形式， 可以看出晶体管的输出、输入电容分别与回路电容C1、C2相并联（为叙述方便，图中C1001、C1002等均以C1、C2表示，其余类推），当工作环境改变时，就会影响振荡频率及其稳定性。加大C1、C2的容值可以减弱由于Co、Ci的变化对振荡频率的影响，但在频率较高时，过分增加C1、C2，必然减小L的值（以维持震荡频率不变），从而导致回路Q值下降，振荡幅度下降，甚至停振。

33

(a) 考毕兹电路 (b)克拉泼电路 (c)西勒电路 (d)皮尔斯电路 图3-8 几种振荡电路计入Co、Ci时的交流等效电路

图3-8(b)为克拉泼电路，回路电容1/CΣ=1/C3+1/(C2+Ci)+1/(C1+Co)，因C3<2LC2LC3要取决于C3，从而使晶体管极间电容的影响降低。但应注意的是：C3改变，接入系数改变，等效到输出端的负载电阻RL也将随之改变，放大器的增益也会将发生改变，即C3↓→RL ↓→增益↓，有可能因环路增益不足而停振。

图3-8(c)为西勒电路，同样有C3<2LC2L(C3C4)而接入系数为：

1CjC1p3 由于C4的接入并不影响接入

111C1jC1jC2jC3系数，故对增益影响较小，这样不仅使电路的频率稳定性提高了，而且使得频率覆盖范围扩大。

图3-8(d)所示的是并联晶体振荡器（皮尔斯电路），该电路的振荡频率近似为晶体的标称频率，C5可以减小晶体管与晶体之间的耦合作用。

五、实验仪器

1.双踪示波器2.扫频仪3.频谱仪 4.高频信号发生器5.高频毫伏表6.

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万用表

7.TPE-TXDZ实验箱（I实验区域： LC与晶体振荡器） 六、 实验步骤及测试方法：

分析电路结构，参考图3-8正确连接电路 1.考毕兹电路：

①利用跳线端子和拨码开关将实验电路连接成考毕兹电路（参考图3-8（a）,C1001(C1)=200 p, C1007=10np其余参数选择如下设置。

S1000 开路 S1001 开路

S1002 按需要接入C1002（C2）的值 S1003 按需要接入C1003（C3）的值 S1004 开路

②研究静态工作点对考毕兹电路振荡频率、幅度及波形的影响(测试条件：C1003（C3）=1000p，通过调整Rp1001改变三极管静态工作点，调整Rp1002是输出为大小合适)。

表3-1

Veq(v) C1002=300p 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 Vo(Vpp) C1002=510p C1002=1000p f0(Mhz) C1002=300p C1002=510p C1002=1000p 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振荡输出。

③设置合适的静态工作点(射级电压约为1~2V)，研究反馈大小对考毕兹电路振荡频率、幅度、波形及频率稳定度（注意观察频率后几位数的跳动情况）的影响。

35

表3-2

C1002 C1003 f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、差）

2.克拉泼电路

①利用跳线端子和拨码开关将实验电路连接成克拉泼电路（参考参考图3-8（b））

S1000 开路 S1001 开路

S1002 按需要接入C1002的值 S1003 按需要接入C1003的值 S1004 开路

②研究静态工作点对克拉泼电路振荡频率、幅度及波形的影响（测试条件：C1002（C2）=1000p,通过调整Rp1001改变三极管静态工作点，调整Rp1002是输出为大小合适))。

表3-3

Veq(v) C1003=6.2p 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 300p 1000p 510p 1000p 1000p 1000p Vo(Vpp) C1003=62p C1003=100p 36

C1003=1000p f0(Mhz) C1003=6.2p C1003=62p C1003=100p C1003=1000p 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振荡输出。

③设置合适的静态工作点(射级电压约为1~2V)，研究C1003和反馈大小对克拉泼电路振荡频率、幅度，波形及频率稳定度（注意观察频率后几位数的跳动情况）的影响。

表3-4

C1002 C1003 62p 300p 100p 1000p 62p 510p 100p 1000p 62p 1000p 100p 1000p f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、差） 3.西勒电路

①利用跳线端子和拨码开关将实验电路连接成西勒电路（参考图3-8（c））

S1000 开路 S1001 开路

S1002 接入C1002=1000pf S1003 接入C1003=62pf S1004 按需要接入C1004的值

②研究静态工作点对西勒电路振荡频率、幅度及波形的影响（测试条件：C1001（C1）=200p， C1002（C2）=1000p，C1003=62pf)。

表3-5

Veq(v) 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 37

C1004=20p Vo(Vpp) C1004=62p C1004=100p C1004=200p f0(Mhz) C1004=20p C1004=62p C1004=100p C1004=200p 注意：由于实验中研究各种情况下（不同参数）振荡器，因此可能导致部分情况无振荡输出。

③设置合适的静态工作点(射级电压约为1~2V)，研究C1004和反馈大小对西勒电路振荡频率、幅度、波形及频率稳定度的影响（测试条件：C1001=200pf，C1003=62pf。）

表3-6

C1004 C1002 20p 300p 510p 1000p 62p 100p 200p f0(Mhz) V0(vpp) 稳定性 （好、差）

七、 实验报告要求

1.画出实验电路的直流与交流等效电路。

2.整理个步骤的实验数据，并与理论值相比较，分析误差可能的原因。 3分析静态工作点、反馈系数F对振荡器起振条件和输出波形振幅的影响，并用所学理论加以分析。

4.比较上述三种振荡电路的特点，并分析原因。

38

实验五 模拟乘法器应用

一．实验要求

1．了解全载波调幅原理和抑制载波双边带调幅原理。 2．了解模拟乘法器MC1496的工作原理及设计方法。 3．了解和掌握用模拟乘法器MC1496构成调幅电路的方法。 4．掌握频谱仪的使用方法频谱仪观察调幅波的谱线结构。 5.掌握用模拟乘法器MC1496构成同步检波电路的方法。 二．预习要求：

1.复习幅度调制器有关知识和模拟乘法器MC1496的工作原理及特点。 2.认真阅读实验指导书，熟悉并分析图4所示的实验电路，了解电路特点，了解实验原理及内容，分析实验电路中用1496乘法器调制的工作原理，并分析计算各引出脚的直流电压。

3.分析全载波调幅及抑制载波调幅信号特点，并画出其频谱图

仿真要求：

1.Multisim10中构建电路（仿真参考电路图见高电实验预习指南） 2.观测AM信号和DSB信号的波形及频谱结构

3.改变调制信号和载波信号的幅度，观测波形及频谱变化

39

4.改变引脚5对地连接电阻，观察输出信号变化，简略说明现象及原因 5.改变负反馈电阻R23大小，观测输出信号变化，简略说明现象及原因 三、实验内容

1、 实现全载波调幅，改变载波及调制信号，观测波形及频谱变化并计算调

制度。

2、 实现抑止载波的双边带调幅波，改变载波及调制信号，观测波形及频谱

变化。

3、 实现同步检波解调AM信号及DSB信号。 4、 实现二极管包络检波AM信号 四、实验原理

幅度调制就是载波的振幅（包络）随调制信号的参数变化而变化。本实验中载波是由高频信号源产生的10.7MHz高频信号，5KHz的低频信号为调制信号。振幅调制器即为产生调幅信号的装置。

1、 集成模拟乘法器的内部结构

集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分离器件如二极管和三极管要简单得多，而且性能优越。所以目前无线通信、广播电视等方面应用较多。集成模拟乘法器常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。

1)MC1496的内部结构

在本实验中采用集成模拟乘法器MC1496来完成调幅作用。MC1496是四象限模拟乘法器，其内部电路图和引脚图如图10-1所示。其中V1、V2与V3、V4组成双差分放大器，以反极性方式相连接，而且两组差分对的恒流源V5与V6又组成一对差分电路，因此恒流源的控制电压可正可负，以此实现了四象限工作。V7、V8为差分放大器V5与V6的恒流源。

40

图5-1 MC1496的内部电路及引脚图

2）静态工作点的设定 ①静态偏置电压的设置

静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集-基极间的电压应大于或等于2V，小于或等于最大允许工作电压。根据MC1496的特性参数，对于图10-1所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为0时）应满足下列关系，即

ν8=ν

10,

ν1=ν4, ν6=ν

6 8 1

12

15V≥ν15V≥ν15V≥ν

(ν(ν

12)－ν8 10)－ν1

(ν10)≥2V

(ν4)≥2V

(ν4)－ν5≥2V

②静态偏置电流的确定

静态偏置电流主要由恒流源I0的值来确定。

当器件为单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻VR接正电源+VCC由于I0是I5的镜像电流，所以改变VR可以调节I0的大小，即

VCC0.7VI0I5

VR500当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-Vee，5脚通过一电阻VR接地，所以改变VR可以调节I0的大小，即

I0I5

Vee0.7V

VR50041

根据MC1496的性能参数，器件的静态电流应小于4mA，一般取

I0I51mA。在本实验电路中VR用6.8K的电阻R15代替.

2、mc1496构成的调幅器

C5006GND-8V+12VR5001R5007C5007C5001R5002CC5004R5011R5012GND128P5001GNDC5002Rp500110Rp50021234R5008R50095U5001614V5001C5008MP5001MP5002P5002R5003R5005C5005MP5003C5009P5004R5013R5013'C5003AR5004R5006BGNDP5003P5005GNDGNDGNDGNDGND 图5-2 mc1496构成的调幅器

3、调幅波信号的调解

调幅波的解调即是从调幅信号中取出调制信号的过程，通常称之为检波。调幅波解调方法有二极管包络检波器，同步检波器。

①同步检波器

利用一个和调幅信号的载波同频同相的载波信号与调幅波相乘，再通过低通滤波器除高频分量而获得调制信号。如图5-3所示，采用1496集成电路构成解调器，载波信号VC经过电容C5010加在⑧、⑩脚之间，调幅信号VAM经电容C5011加在①、④脚之间，相乘后信号由(12)脚输出，经C5013、C5014、R5020组成的低通滤波器，在解调输出端，提取调制信号。

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C5006GND-8V+12VR5001R5007C5001R5002CC5004R5011R5012C5007GND128P5001GNDC5002Rp500110Rp50021234R5008R50095U5001614V5001C5008MP5001MP5002P5002R5003R5005C5005MP5003C5009P5004R5013R5013'C5003AR5004R5006BGNDP5003P5005GNDGNDGNDGNDGND 图5-3 MC1496构成的解调器

②二极管包络检波器（大信号）

二极管包络检波器适合于解调含有较大载波分量的大信号的检波过程，它具有电路简单，易于实现，当输入信号较大（大于0.5伏）时，利用二极管单向导电特性对振幅调制信号的解调，称为大信号检波。

大信号检波原理电路如图5-4-a所示。检波的物理过程如下：在高频信号电压的正半周时，二极管正向导通并对电容器C充电，由于二极管的正向导通电阻很小，所以充电电流iD很大，使电容器上的电压υc很快就接近高频电压的峰值。充电电 流的方向如图5－4（a）图中所示。

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（a）

图5-4二极管检波器原理图及波形图

这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极管D的两端。这时二极管导通与否，由电容器C上的电压υc和输入信号电压υi共同决定。当高频信号的瞬时值小于υc时，二极管处于反向偏置，管子截止，电容器就会通过负载电阻R放电。由于放电时间常数RC远大于调频电压的周期，故放电很慢。当电容

器上的电压下降不多时，调频信号第二个正半周的电压又超过二极管上的负压，

使二极管又导通。如图5-4-b中的t1至t2的时间为二极管导通的时间，在此时间内又对电容器充电，电容器的电压又迅速接近第二个高频电压的最大值。在图5-4-b中的t2至t3时间为二极管截止的时间，在此时间内电容器又通过负载电阻R放电。这样不断地循环反复，就得到图5-4-b中电压υc的波形。因此只要充电很快，即充电时间常数Rd·C很小（Rd为二极管导通时的内阻）；而放电时间常数足够慢，即放电时间常数R·C很大，满足Rd·C<< RC,就可使输出电压υc的幅度接近于输入电压υi的幅度,即传输系数接近1。另外，由于正向导电时间很短，放电时间常数又远大于高频电压周期（放电时υc的基本不变），所以输出电压υc的起伏是很小的，可看成与高频调幅波包络基本一致。而高频调幅波的包络又与原调制信号的形状相同，故输出电压υc就是原来的调制信号，达到了解调的目的。

根据上述工作特点，大信号检波又称峰值包络检波。理想情况下，峰值

包络检波器的输出波形应与调幅波包络线的形状完全相同。但实际上二者之间总会有一些差距，亦即检波器输波形有某些失真。本实验可以观察到该检波器的两种特有失真：即惰性失真和负峰切割失真。

惰性失真是由于负载电阻R与负载电容C选得不合适，使放电时间常数

RC过大引起的。惰性失真又称对切割失真，如图5-5所示。

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图5-5惰性失真示意图

如图中t1-t2时间内，由于调幅波的包络下降，电容C上的电荷不能很快地随调幅波包络变化，而输入信号电压υi总是低于电容C上的电压υc，二极管始终处于截止状态，输出电压不受输入信号电压控制，而是取决于RC的放电，只有当输入信号电压的振幅重新超过输出电压时，二极管才重新导电。为了避免这种失真，理论分析证明，R·C的大小应满足下列条件

1Ma2 RCmamax式中ma是调制系数；Ωmax是被检信号的最高调制角频率。

负峰切割失真是由于检波器的直流负载电阻R与交流（音频）负载电阻相差太大引起的一种失真。

检波器总是通过耦合电容CC与低频放大器或其他电路相连接。如图5-6所示。图中CC是耦合电容，容量较大；ri2是下一级电路的输入电阻（一般较小1KΩ左右）。由图可见：检波器的直流负载电阻为R（RL）；由于CC的容量较大，对音频（低频）来说，可以认为是短路。

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图5-6 接有交流负载的检波器

因此，检波器的交流负载电阻RΩ等于R与ri2的并联值，即 RRri2R Rri2显然交、直流电阻是不同的，因而有可能产生失真。这种失真通常使检波器音频输出电压的负峰被切割，因而称为负峰切割失真或底部切割失真，如图5—7所示。

VΩ

maVi

Vi V

图5-7 负峰切割失真

为了避免这种失真，经理论分析R和R应满足下列条件

MamaxR R

本实验电路如图5-8所示，主要由二极管D5006及RC低通滤波器组成，它利用二极管的单向导电特性和检波负载RC的充放电过程实现检波。 所以RC时间常数选择很重要， RC时间常数过大, 则会产生对角切割失真。RC时间常数太小，高频分量会滤不干净。

J5104M5106P5103R5112D5102R5113R5104M5107C5121M5108P5105213213J5105R5115C5118C5119Rp5102GNDGNDGNDGNDC5120Rp5103GND 46

图5-8 二极管包络检波器

五、实验仪器

1.双踪示波器2.扫频仪3.频谱仪 4.高频信号发生器5.高频毫伏表6.万用表

7.TPE-TXDZ实验箱（E实验区域：乘法器调幅电路） 六．实验步骤及测试方法

（一）集成电路(乘法器)构成调制器

1. 直流调制特性的测量

1) 载波输入端平衡调节：在调制信号输入端P5002加入峰值为100mv，频率为5KHz的正弦信号，调节Rp5001电位器使输出端信号最小，然后去掉输入信号。

2) 在载波输入端P5001加峰值为30mv，频率为10.7MHz的正弦信号，用万用表测量A、B之间的电压VAB，用示波器观察输出端的波形，以VAB=0.1V为步长，记录RP5002由一端调至另一端的输出波形及其峰值电压，注意观察相位变化，根据公式 VO=KVABVC(t) 计算出系数K值。并填入表5.1。

表5.1

VAB VO（P-P） K

2. 实现全载波调幅

①调节RP5002使VAB=0.1V，载波信号仍为VC(t)=10sin2π×10.7×106t(mV)，将低频信号Vs(t)=VSsin2π×104t(mV)加至调制器输入端P5002，画出VS=30mV和100mV时的调幅波形(标明峰一峰值)并测出其调制度m。并测量调幅波形的频谱结构。

②载波信号VC(t)不变，将调制信号改为VS(t)=100sin2π×104t(mV)调

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节RP5002观察输出波形VAM(t)的变化情况及频谱结构变化，微调输入信号使调制度m=30%， m=50%， m=100%和m>100%，测量调幅波波形(标明峰一峰值)和频谱结构。

③增加载波信号幅度且m<100%，当出现载波失真时，观测已调波形(标明峰一峰值)及频谱结构

④载波信号VC(t)不变，将调制信号改为方波，幅值为100mV，观察记录VAB=0V、0.1V、0.15V时的已调波波形(标明峰一峰值)及频谱结构。

3. 实现抑制载波调幅

①在载波信号输入端P5001加VC(t)=30Sin2π×105t(mV) 信号，调制信号端P5001不加信号，调RP5002使调制端平衡，使输出端信号最小。 ②载波输入端不变，调制信号输入端P5001加VS(t)=100sin2π×103t(mV) 信号， 观察记录波形(标明峰一峰值)及频谱结构。

③加大示波器扫描速率，观察记录已调波在零点附近波形，比较它与m=100%时AM信号的区别。

(二)集成电路(乘法器)构成解调器(选作) 实验电路见图5-3 1.解调全载波信号

按调幅实验中实验内容的条件获得调制度分别为30%，100%及＞100%的调

幅波。将它们依次加至同步检波器VAM的输入端，并在解调器的载波输入端加上与调幅信号相同的载波信号，分别记录解调输出波形，并与调制信号相比。

2.解调抑制载波的双边带调幅信号

按调幅实验中实验内容获得抑制载波调幅波，并加至图5-3的VAM输入端，

观察记录解调输出波形，并与调制信号相比较。

(三)二极管包络检波器

(1)按调幅实验中实验内容的条件获得AM调幅波信号，并加至图5-8的输

入端，分别短接J5104、J5105，观察记录解调输出波形，并与调制信

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号相比较。

(2) 断开J5104、J5105，观察记录输出波形。

七．实验报告要求

1.整理实验数据，画出直流调制特性曲线。

2.画出调幅实验中m=30%、m=100%、m＞100%的调幅波形，在图上标明峰一峰值电压。

3.画出当改变VAB时能得到几种调幅波形，分析其原因。

4.画出100%调幅波形及抑制载波双边带调幅波形，比较二者的区别。 5.分析MC1496内部三极管工作于小信号放大状态原因；分析静态电流过大或过小时对由MC1496构成调幅电路的影响；分析负反馈电阻过大或过小时对MC1496构成调幅电路的影响。

6.通过一系列两种检波器实验，将下列内容整理在表内，并说明二种检波结果的异同原因。 输入的调幅波 二极管包络检波器输出 同步检波输出 m＜30% m=100% 抑制载波调幅波 7.画出二极管包络检波器检波输出波形，并进行比较，分析原因。

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